Joachim_A2

Da Du sicherlich Mitzeichner bist ... schau hier, "Petitionen in der parlamentarischen Prüfung", Orientierung: "In der parlamentarischen Prüfung seit:" 24.12.2009 (der direkte Link funktioniert nicht) - mit anderen Worten: noch in der parlamentarischen Prüfung. Oder meinst Du etwas anderes?

Rechnen sich (Sprit-) Ersparnis vs. Kosten für die Tuning-Maßnahmen zzgl. dem Materialverbrauch (inkl. aller Kosten für das Materiel, also Ressourcen, Herstellkosten (Energieverbrauch) etc.) tatsächlich? Oder ist es eher Hobby und Spaß am tüfteln?

Also eigentlich hatte ich ja gedacht ihr würdet obige Schaltungen zerlegen und Verbesserungsvorschläge machen!? Aber scheinbar muss man alles selbst machen . Denn ihr wisst ja, das Bessere ist des Guten Feind. Was an obigen Schaltungen stört ist einerseits der zweifach auftretende Einschaltstrom. Auch wenn jeder Einschaltstrom für sich kleiner ist als der Einschaltstrom ohne Leuchtmittelschutzschaltung, so liegt der erste Einschaltstrom (R1) bei ca. 6,7A; der Zweite im Moment des Zuschaltens von T1 bei max. 12A (Ub 12V, UL ~4,3 V). (Deshalb die nachträgliche Änderung von C2 um das Leuchtmittel noch hochohmiger zu bekommen.) Die übrigen Probleme, wie schon genannt, sind: nötige Überwachung von R1 und eigentlich auch T1 bei niederohmigem Defekt; die Idee das Leuchtmittel optisch sichtbar verzögert einzuschalten, geht dabei leider zu Lasten der Verlustleistung in R1 und ist damit begrenzt. Wie könnten also Verbesserungen aussehen? Die oben genannte verlustfreie Stromüberwachung per 'Current Sensor IC' (z.B. Zetex ZMC 10 oder 20 (der 20er ist billiger)) schlägt pro Überwachung mit über 7 € (EP) zu Buche; also mit 14 € pro Seite. Nach meinem Geschmack zu teuer zumal das Ergebnis der Stromüberwachung noch auszuwerten wäre. Vielleicht könnte man allerdings mit etwas Geschick R1 und T1 mit nur einem Sensor überwachen. Damit stellt sich die Frage, wie man die obigen Schaltung(en) verbessern könnte; insbesondere ob denn R1 tatsächlich nötig ist. Obige Schaltungen sind so ausgelegt, dass T1 recht schnell parallel und niederohmig zu R1 geschaltet wird, so dass in T1 kaum Verlustleistung auftritt, schließlich soll ja R1 das Vorglühen erledigen. Soweit, so gut. Nur der, wegen eines möglichst geringen RDS(on), gewählte T1-Typ kann mal eben bis 300W (Ptot) ab und wenn man den T1 nur so schnell wie möglich aber so langsam wie nötig von RDS(off) nach RDS(on) steuert und ein wenig kühlt … In dem Fall könnte man auf R1 völlig verzichten und T1 die Arbeit überlassen, also auch das Vorglühen des Leuchtmittels. Der erste Vorteil wäre nur ein Einschaltstrom für das Leuchtmittel und bei einer Ansteuerung von T1 'so langsam wie nötig' ein Softstart nahezu aus dem Milliampere-Bereich bis zum Inenn möglich - demzufolge maximale Leuchtmittelschonung. 'So schnell wie möglich' hätte nur die Aufgabe, nicht unnötig Verlustleistung in T1 zu verursachen; diese Aufgabe ist in obigen Schaltungen bereits mit T2 realisiert. Wobei neu nur ein einfacher Transistor als T2 sinnvoll wäre, denn es gilt in einem relativ schmalen UGS-Spannungsbereich T1 aufzusteuern (siehe Datenblätter), so dass auch die Widerstandswerte R2, R3 und R6 anzupassen wären, wobei sicher zu stellen ist, dass T1 nach der Vorglühphase für den niederohmigen Bereich genügend UGS bekommt. Da die so geänderte Schaltung jedoch nicht mehr selbst startet (schließlich sind und bleiben T2 und T1 gesperrt), ist ein dritter Transistor nötig, der für den Start der Schaltung sorgt. Wählt man hierfür einen BS 170 (als T3) beispielsweise, der parallel zu T2 zunächst für den Anschub sorgt bevor T2 über den Spannungsabfall am Leuchtmittel dann T1 'so schnell wie möglich' und sicher in den RDS(on) Bereich steuert, kann man hier die oben genannte 'optisch wahrnehmbare' Einschaltverzögerung verlustfrei realisieren - in dem T3 erst verspätet die Schaltung insgesamt in Gang setzt. Damit wäre ein niederohmiger Fehler von T1 dadurch sichtbar, dass das Leuchtmittel ohne sichtbare Verzögerung einschaltet; die Signalisierung des hochohmigen T1-Ausfalls signalisiert ja das KI. Eine Grenze der Verzögerung ist allerdings dadurch gegeben, dass die Schaltung recht schnell wieder in ihren Ursprungszustand (Kapazitäten ge-/entladen) kommen muss, um beispielsweise für alle, die erst das Licht einschalten und dann den Motor starten, auch beim zweiten Lichteinschalten (nach Motorstart) die Strombegrenzung wieder voll einsatzfähig ist. Punkt .

Was sagt AUDI (Ingolstadt) dazu? Wie stellen die sich die Kostenübernahme für die unnötigen Kosten vor?

Na ja, es entspricht der Denkweise vielleicht besonders vieler Amerikaner - aber nicht nur; Stichwort: PS-Wahn!

Danke für die Blumen ... . Dennoch möchte ich eine Anmerkung zu Beitrag #77 nachreichen, die ich vergessen hatte. Die beiden Signalisierungsteile habe ich sehr, sehr großzügig dimensioniert. Geht man für beide Schaltungen von einer max. Last der eigentlichen Signalisierungskomponente (Relais, LED, Summer usw.) von 100mA aus, kann man folgende Komponenten ändern - muss aber nicht (auf die Kühlung von T3 (PPTC-Schaltung) bzw. von T5 (Relais-Schaltung) kann aber sicher verzichtet werden - … … für die Relais-Schaltung: T5 kann durch einen BC517 ersetzt werden; R10 = 4k7, R11 = 1k5, C3 = 4µ7 (für 22ms). … für die PPTC-Schaltung: T3 kann durch einen BC516 ersetzt werden; R8 = 22k, R7 = 10k D2 = BZX973V3, R9 unverändert. PS: C2 sollte in beiden Schaltungen min. 470nF betragen => 26ms Verzögerung (560n => 31ms usw.). Bei den in den Schaltpänen angegebenen 47n folgt die Ladung von C2 direkt dem Spannungsanstieg des Leuchtmittels und ist so unwirksam. C2 soll sozusagen eine kleine Zeitverzögerung auf den Anstieg des H7-Ri draufsatteln.

Auch wenn viele Wege nach Rom führen - ich bin mal auf Eure gespannt -, sehe ich im Wesentlichen zwei Lösungsansätze, wobei sich beide Ansätze sehr ähnlich sind; siehe Anlagen. Dabei erachte ich einen Schutz derzeit nur für den Fall des durchgebrannten, also hochohmigen, Leistungs-MOS-FET als nötig. Denn in diesem Fall fällt im Vorglühwiderstand eine entsprechende Verlustleistung an - immerhin gute 25W -, die dauerhaft schadfrei abgeführt werden muss; weswegen ich hier einen Drahtwiderstand vorgesehen habe. Für den Fall eines niederohmigen Defekts des Leistungs-MOS-FETs sehe ich einen ziemlichen Aufwand diesen Fehler ohne einen nennenswerten Widerstand (und damit Spannungsverlust) in Source oder Drain zu erkennen; ein Lösungsansatz könnte aber ein 'integriertes Hall-Strommessmodul' (Suche: "Current Sensor IC", z.B. bei Allegro) sein, was weniger zur Strommessung als zur verlustfreien Feststellung eines fließenden Stroms durch den Leistungs-MOS-FET eingesetzt werden müsste. Das Ergebnis könnte dann zur Signalisierung etc. genutzt werden. Übrigens sollten entsprechende Bauteile bereits in unserem Steuergerät 'Bordcomputer' zum Feststellen eines Lampenausfalls vorhanden sein, wenn das KI einen Leuchtmittelausfall auch während des (Leuchtmittel-) Betriebs feststellen kann. Darüber hinaus würde ein solches Bauteil auch den PPTC wieder ersetzen können, in dem einfach mittels RC-Glied kontrolliert wird, ob der Strom durch R1 (Vorglühwiderstand) µs nach Durchschalten von T1 (Leistungs-MOS-FET) bei 0 liegt. Diese Möglichkeiten würde ich gegenüber dem z. Zt. realisierten Schutz für R1 und und der Kontrolle von T1 bevorzugen (siehe unten). Womit sich aber fast schon die Frage nach dem Einsatz eines geeigneten µP stellt - mit dessen Hilfe dann nebenbei noch Funktionen wie 'Comming-Home', 'Leaving-Home', gedimmtes TFL etc. per Software realisierbar wären; also in einem Lichtsteuergerät. Schaltungsgemeinsamkeiten: Beide Schaltungen in der Anlage basieren auf dem 'Vorglühen' des Leuchtmittels über R1 bzw. R1 + RS1. Die am Leuchtmittel aufgrund seines steigenden Innenwiderstands (Ri) steigende Spannung wird über R4 / R5 an T2 mit geringer Zeitverzögerung registriert. Ab ca. 4,3 V am Leuchtmittel (plus Verzögerung) beginnt T2 zu leiten und schaltet über R6 und R2 den MOS-FET T1 durch, womit seine niederohmige DS-Strecke parallel zu R1 bzw. R1 + RS1 liegt. Durch R1 bzw. R1 + RS1 fließt nun kein Strom mehr und damit entsteht auch keine Abwärme mehr. D.h. für diesen normalen Betriebsfall muss R1 bzw. R1 + RS1 lediglich für die Zeit bis zum Durchschalten von T1 eine Leistung verbraten. Mittels C2 wäre ggf. eine größere Verzögerung zum Durchschalten von T2 und T1 möglich, was ein optisch wahrnehmbares 'Hellerschalten' nach beispielsweise ca. 0,8s (siehe Schaltpläne) auslösen sollte – dies entspräche einer 'Schaltung in Ordnung'-Signalisierung. Allerdings verlängert sich damit die Zeit für die die Verlustleistung von R1 bzw. R1 + RS1 (auch tatsächlich) abgeführt werden müsste - für R1 wäre ggf. eine größere Ausführung (Leistung) nötig und auch RS1 müsste wohl min. eine Nummer größer gewählt werden. Für T1 wären, wie für die übrigen elektronischen Elemente auch, andere Werte / Typen möglich; insgesamt dürfte die Auswahl eher unkritisch sein. Aufgrund des kleineren RDS(on) von leistungsstarken MOS-FETS favorisiere ich den Genannten (STB80PF55) oder Vergleichbare. Da die max. UGS oftmals ein kritischer Punkt ist, halte ich an der Zenerdiode D1 fest und habe ihr sogar noch eine Kapazität C2 zur Seite gestellt (wir diskutieren ja auch über 'Spannungsspitzen'); R6, der notfalls entfallen kann, dient letztlich ebenfalls der Senkung der UGS von T1 im Betrieb. In den Schaltplänen genannte Spannungen, Ströme, usw. sind ungefähre Anhaltspunkte zum Nachrechnen. Zwecks weiterer Abschätzungen habe ich außerdem die zu Grunde gelegten hFE, UBEsat bzw. UCEsat aus den Datenblättern der Transistoren hinzugefügt. Unterschiede: In Schaltung 1 (Relais, Version 2.01) dient eine R1 - Schutzschaltung per (Kfz-) Relais. Diese Schutzschaltung basiert darauf, dass bei hochohmig defektem T1 ein anhaltender Strom durch R1 fließt, an dem Spannung abfällt. Ist dieser Spannungsabfall > 2,5V (IR1 > 1,4A) wird T3 leitend. T4 ist leitend, wenn T2 bereits durchgeschaltet ist und damit T1 durchgeschaltet sein sollte. Beide Signale (T3 + T4) mit UND verknüpft ergibt: T1 sollte bereits leiten, tut es aber nicht => Fehler T1 = hochohmig. Über R10 und C3 wird nun verzögert T5 leitend und schaltet per Relais entweder das Leuchtmittel auf +Ub um, womit es weiterhin die Nacht erhellt - oder, wenn BR1 anders gesteckt ist, ist L1 aus. Im letzteren Fall wird einige Sekunden später das KI den Ausfall einer Scheinwerferlampe vermelden. Damit während der Umschaltung bzw. danach (Brücke BR1 = offen) das Relais nicht wieder abfällt, sorgen D2 und D3 sowie R9 über den leitenden T5 für eine Selbsthaltung. Diese wird erst mit Abschalten des Lichts wieder aufgehoben. Je nach Relaiswahl steht ggf. ein Kontakt (hier P2) zu einer beliebigen externen Signalisierung zur Verfügung. Denn hier ist von außen der Ausfall der Schaltung kaum zu erkennen; zumindest wenn nicht die 'optisch wahrnehmbare' Verzögerung bestückt wurde bzw. die Brücke BR1 wie im Schaltplan gezeichnet auf die 'Standardbetriebsart' gesteckt ist. Ggf. kann P2 aber entfallen. Diese Schaltungsvariante wird für die beiden Leuchtmittel je einmal komplett benötigt. Wenn ich die PPTC-Diagramme richtig deute, ließe sich per PPTC tatsächlich eine Art Sicherung mit einer Ansprechzeit von ca. 1s bis 2s realisieren (je nach Typ). Lediglich die Selbstrückstellungszeit kann ich den Daten nicht ganz schlüssig entnehmen; die '1 Hour (R1) Post-Trip Resistance' dürfte aber ein Anhaltspunkt sein. Ist im Ergebnis jedoch egal - denn der PPTC muss so gewählt werden, dass er im fehlerfreien Normalbetrieb zwar auslösen will, wegen des Zuschaltens von T1, aber sicher noch nicht auslöst. Im Fehlerfall, also ohne Durchschalten von T1, soll er hingegen schnellstmöglich auslösen. In diesem Fall dauert eine Reparatur der Schaltung allemal länger als die Rückstellzeit des PPTC ist. Wichtiger scheinen mir die Parameteränderungen des PPTC über den Temperaturverlauf (Itrip) zu sein, die ggf. in der Schaltung und der Berechnung der Werte zu berücksichtigen sind. Da ich aber bisher mit den Teilen noch nichts angestellt habe, ist hier reichlich Platz für Experimente - oder es finden sich ein paar Beispielapplikationen und entsprechende Beschreibungen. Das Bauteil sollte in jedem Fall etwas Luft um sich herum haben; es wird bis zu 125°C heiß. Unter den genannten Annahmen wird die folgende zweite Schaltung möglich … In Schaltung 2 (PPTC, Version 2.11), dient der o. g. PPTC (RS1) als Schutz für R1. Dieser basiert einfach auf dem Prinzip des PPTC, bei einem bauteilabhängigen Mindeststrom nach Eigenerwärmung hochohmig zu werden; laut Diagramm (siehe Link oben) bei 4,5A nach weniger als 2 Sekunden (mit dem nächst kleineren Typ nach ca. 1 Sekunde). Die Wahl fiel im Moment auf den 2-Sekunden-Typ, weil die Auswirkungen bzw. das Verhalten des PPTC über den gesamten Temperaturbereich (-30°C bis + 80°C) hinsichtlich Innenwiderstand und Ihold sehr variiert. Allerdings mit dem bereits angesprochenen Problem der für diese Zeit anfallenden Verlustleistung in R1; evtl. also einen 10W-Typ vorsehen. Aber wie schon gesagt, Zeit für Experimente! Noch mal der Hinweis: die Wahl der in Frage kommenden Typen habe ich aus den PPTC-Diagrammen abgeleitet. Das ist auch deshalb nötig, weil der PPTC hier nicht ganz regelkonform betrieben wird. Denn er soll ja, wie ausgeführt, bereits unter normalen Betriebsbedingungen nach einer bestimmten Zeit zum Schutz des R1 (und seiner Umgebung) auslösen. Wobei die Zeit möglichst kurz sein soll, aber sicher erst nach dem normalerweise durchschaltenden T1 liegen muss. Schaltet in dieser Schaltung also T1 nicht durch (weil hochohmig defekt), wird RS1 hochohmig, weswegen T3 durchschaltet (über D2, R7, R1 und L1; D2 muss sicherstellen, dass im Arbeitsbereich von RS1 T3 nicht leitend wird, wenn RS1 (noch) nicht ausgelöst hat (siehe auch '1 Hour (R1) Post-Trip Resistance')). Das führt zum, von T3 bedienten, Signalisierungsteil in dem ich beispielhaft ein Relais, eine LED und einen Summer eingezeichnet habe. Die identische Schaltung für das Leuchtmittel rechts, würde jedoch die gleiche Signalisierungsschaltung, angesteuert durch D3®, verwenden. Auch diese Schaltung sollte, bei Ansprechen des RS1, ein 'fehlerhaftes H7-Leuchtmittel' im KI signalisieren. Wenn das so stimmt und sich die Schaltung wie gewünscht verhält, könnte auf die Signalisierungskomponenten ("...RL", D3, D3®, R8, R9 und T3) verzichtet werden. Fazits: Wenn auch die Relaisschaltung (Schaltung 1) die Flexiblere ist, gefällt mir die mit dem PPTC (Schaltung 2) besser. Einerseits weil sie etwas einfacher ist, weniger Bauteile benötigt und andererseits, weil sie ihren Zweck ebenfalls erfüllt; vorausgesetzt sie funktioniert und der PPTC lässt sich in der dargelegten Art dauerhaft missbrauchen - auch über den genannten Temperaturbereich. Schließlich geht man bei sorgfältiger Komponentenauswahl und unter Berücksichtigung einer 'gewissen Eigensicherheit' nicht in erster Linie von einem Versagen der Schaltung aus; inkl. T1 und R1 (RS1). Aber wie bereits erwähnt würde ich jederzeit auf eine Variante mit 'Current Sensor IC' (Link siehe oben)umsteigen. So, ich haben fertig - vorerst, denn eine µP-Steuerung mit 'Current Sensor IC' würde mich reizen. Kommentare dazu und den Entwürfen? Schießt los, aber vorsichtig, sonst geh' ich in Deckung . Wer als A2-Fahrer/in die Schaltung(en) zu nicht kommerziellen Zwecken bauen will, nur zu. Bedingungen: Rückmeldung, Hinweise, Fotos usw. - auch vom Einbau - hier (und zwei Platinchen für den Erfinder)! PS: Dieser Thread und die Diskussion sind ein gutes Beispiel wie Fragen und Kritik zu besseren Ergebnissen führen können .

Das ist so nicht richtig. Ich will einerseits verhindern, dass der 1R8 abbrennt. Und mit dem beispielhaft genannten PPTC sollte das gehen. Andererseits - und da hast Du Recht - soll es natürlich so sein, dass ein Ausfall signalisiert wird. Und genau das ist zusätzlich der Fall. Wie? Siehe im folgenden Post.

PS zu #68: Bei der Suche nach entsprechenden elektronischen Elementen findet man eine Reihe Weiterer von verschiedenen Herstellern. Allerdings bin ich hinsichtlich Reaktionszeit auf den 'Überstrom' noch nicht recht fündig geworden; die Rückstellzeit hängt im Wesentlichen von der Abkühlung des Schutzwiderstands (PPTC) ab. Eine verwegene Idee wäre, wenn die Schutzwiderstände eine entsprechend kurze Ansprechzeit (auf Überstrom) hätten [µs/ns], allein diese Schutzwiderstände bereits als 'Einschaltstrombegrenzung' für unser Leuchtmittel einsetzen zu können. Kombiniert man die Suche auf 'Selbstrückstellende Sicherung' und 'Einschaltstrombegrenzung' dann erhält man ggf. eine Kombination aus PPTC (Polymeric Positive Temperature Coefficient) und MOV (Metalloxid-Varistoren) und es wäre zumindest interessant diesen Weg mal zu überprüfen. Davon unabhängig wäre die in #68 skizzierte Lösung mit einem PPTC in Reihe zum 1R8 und der übrigen Schaltung bereits sehr gut (10 Elemente inkl. Schutz; 12 mit Signalisierung). Aber auch hier wäre es zur Abschätzung des 'selbstrückstellenden Schutzwiderstands' hilfreich die Reaktionszeit auf 'Überstrom' abschätzen zu können.

Die Versorgungsspannung ist im Betrieb über 1R8 aber nicht 12V sondern entsprechend dem Verhältnis 1R8 zu RL (H7); für RL = 2R6 ergeben sich für Ub (12V) ~ 9,1V; 14,4V ~ 11V; 9V ~ 6,9V. Und die Frage ist und war, in welchem Bereich variiert RL? Bei einem 'normalen' Widerstand besteht immer die Gefahr des Abfackelns. Und herum fliegende Teilchen sollten es auch nicht sein. Außerdem liefert die Suche bzgl. 'Sicherungswiderstand' durchaus unterschiedliche Empfehlungen: die einen favorisieren Metallschicht- die anderen Kohleschichtwiderstände. ' Aber es gibt Besseres: spezielle Sicherungswiderstände (siehe PPTC (da der Link wegen der Umlaute nicht funktioniert: Suche nach "Wiki Selbstrückstellende Sicherung") und den Link im Artikel unten). Dies führt beispielsweise zu einer MF-RX/72-Serie mit Produkten wie dem "MF-RX250/72"; die 250 gibt einen Ihold (=2,5A) an, die Bauteile sind für verschiedene Ströme erhältlich und reparieren sich selbst! In Reihe mit dem 1R8 und so designed, dass der Leistungs-MOS-FET die Serienschaltung der beiden Teile überbrückt, könnte es was werden. Aufgrund der eigentlich (normalerweise) kurzzeitigen Belastung sollten der 2,5A-Typ (oder der 1,85A-Typ) gut passen; die Pmax für den 1R8 sollte dann bei gut 10W liegen (2,5A-Typ) bzw. 5W (1,85A-Typ). Somit wäre das einzige Schutzkriterium vielleicht erfüllt:

Also, ich kann mich nur an die Daten der Datenblätter halten. Dass ESD-Schutzfunktionen vorhanden sind, steht wohl außer Zweifel. Wenn aber einerseits davon unabhängig im Datenblatt eine VGS von +-16V für 'Absolute maximum ratings' (siehe im Beitrag #58 den Link zum Datenblatt) zu finden ist und wir andererseits Spannungsspitzen darüber hinaus nicht ausschließen können, setze ich lieber einen Cent-Artikel zusätzlich ein, bevor ich auch nur ein einziges Mal die Schaltung wieder ausbaue - selbst wenn ich ihn objektiv nicht benötige. Unter Punkt 4 meinst Du den hochohmigen MOS-FET-Tod? Genau dann fällt gar nichts aus und das Problem, dass der 1R8 bis zu 26W an Leistung verbrät sowie entsprechend Hitze erzeugt, tritt ein! Denn das Leuchtmittel wird nun über den 1R8 gespeist. Hattest Du in Deinen Daten nachgesehen, wie hoch der Leuchtmittelwiderstand in diesem Betriebszustand bei 14,4V Ub ungefähr ist? Danach richtet sich die Abschätzung wie viel Watt im Vorglühwiderstand tatsächlich verbraten werden. Damit dürfte, wenn dieser Fall abgedeckt sein soll, ein Schutz nötig sein. Schließlich muss die Wärme entsprechend der Einbausituation irgendwo hin - ohne weitere Beschädigungen zu verursachen. Und da kaum jemand die Schaltung in ein Metallgehäuse einbaut, in dem die heiß werdenden Komponenten die Wärme ans Gehäuse abgeben können und das Gehäuse vielleicht noch ans Fahrzeugblech ... Oder wie willst Du diesen Fall abdecken? Ignorieren mag gut sein, professionell wäre es allerdings nicht wirklich. Allerdings, das gebe ich gern zu, verhält sich die Entwicklung einer 'geschützten Elektronik' ähnlich einer Fehler abfangenden Programmentwicklung – der eigentliche Programmalgorithmus ist kürzer als der Fehlerabfangcode. Derzeit benötige ich für die Schaltung selbst 9 Bauteile, für die zerstörungsfreie Schutzfunktion 11 zusätzliche. Aber ich glaube, ich habe so ziemlich alles ausgereizt. Muss dennoch mal drüber schlafen.

Ja, das wäre denkbar; hier sollten also schnelle Dioden her. Das ist richtig; dürfte allerdings nur für die Typen gelten, in denen diese Dioden auch tatsächlich im Datenblatt eingezeichnet sind. Beim STB80PF55 fehlen sie jedenfalls. Oder sind die Dioden heute so selbstverständlich, dass sie nicht mehr eingezeichnet werden? (Mein letztes Werkeln mit den Teilen ist schon etwas her.) Vielleicht habe ich einen Denk- / Abschätzungsfehler drin!? Aber da könntest Du Deine Diagramme ja nochmals befragen.Für den worst-case (MOS-FET hochohmig) gehe ich von einer Widerstandsverteilung von 1R8 zu 2R (H7) aus. Daraus ergäbe sich ein Strom von 3,8 A * 1R8 = 6,8V * 3,8A = 25,84W. Selbst wenn mittels 1R8 Vorglühwiderstand lediglich der halbe H7-Nennstrom möglich wäre, ergäben sich rund 2,3A * 1R8 = 4,14V * 2,3A = 9,5W. Wahrscheinlich wird der tatsächliche Wert irgendwo dazwischen liegen. Diese Rechnungsergebnisse sind natürlich bei fehlerfreiem MOS-FET in so fern viel zu hoch, als dass die genannten Wattzahlen lediglich für die Zeit auftreten, bis die beiden Transistoren durchgeschaltet haben; also max. im 2-stelligen ms - Bereich. Aber: für den Fehlerfall wäre die genannte Leistung 2x (je für das linke und rechte Leuchtmittels) abzuführen. Für private Basteleien mag ein Verzicht auf einen Schutz unter Abschätzung der Ausfallwahrscheinlichkeit des Leistungs-MOS-FETs obsolete sein; für einen höheren Anspruch aber eher nicht. Und o. g. 'Tyristor'-Lösung ist sicherlich noch verbesserungsfähig. Nein. Ich habe einen Schaltungsentwurf mit integrierter 'zerstörungsfreier' Schutzfunktion (fast) fertig. Muss nur noch mal ein wenig überlegen und die Werte grob abschätzen.

Ertappt! Die Zenerdiode gehört zwischen Source und Gate und soll je nach verwendetem Leistungs-MOS-FET eventuelle Spannungsspitzen auf Ub abfangen, die die USG(max) überschreiten könnten; also die Zenerdiode statt von Gate nach Masse von Source nach Gate legen. Ist aber eine reine Vorsichtsmaßnahme und kann ggf. entfallen. Hier die Korrekturen; Schutzschaltung siehe Beitrag #58.

Nein, ich meine nicht. Erst wenn UL > ca. 3,3V wird, wird das Gate des STB über den BC negativ und er beginnt zu leiten. Zu diesem Zeitpunkt sollte RL, wenn ich Deine Messungen richtig interpretiert habe, so groß sein, dass IL die 8A-Marke nicht mehr überschreitet. Dass das Ganze sehr zeitnah und direkt der Widerstandsänderung des Leuchtmittels RL folgt, sollte nur von Vorteil sein. PS: Über die Zenerdiode vor der Basis des BC-Transiostors ließe sich der Wert von UL, ab dem der Leistungs-MOS-FET eingeschaltet wird ggf. anpassen. Die Grenze nach oben ist hierfür aber die minimale Batteriespannung (Ub) im Verhältnis zu dem Vorglühwiderstand (1,8R) und dem tatsächlichen RL des Leuchtmittels; d.h. am H7-Leuchtmittel muss über den Vorglühwiderstand (1,8R) versorgt bei minimal anzunehmender Ub (ab ~9V) sicher mehr Spannung (UL) abfallen, als für das Durchschalten des BC-Transistors (und damit des STB) nötig ist. Ggf. kann zwar auch der Vorglühwiderstand verkleinert werden, was aber den Einschaltstrom nachteilig erhöht. Noch ein PS: der 10k Widerstand in Reihe zur Zenerdiode in der Basis des BC-Transistors könnte sich als zu groß erweisen, weil der Mindeststrom durch die Zenerdiode unterschritten wird; ~1k sollte die bessere Wahl sein (ggf. in der Kennlinie des Zenerdiodentyps nachschauen).

Heute gefunden: Umfrage: Beim Autokauf zählt Umweltfreundlichkeit. Ob's Audi und BMW freuen wird, oder man von denen die 'Fahrspaß' und 'Sportlichkeit' in den Vordergrund stellen, langfristig leben will und kann? Obwohl - die Aussage der Befragten 'regelmäßig Berichte über Elektroautos zu verfolgen' könnte Fragen aufwerfen .

! Zum Thema: Nachdem ich ursprünglich auch im Zusammenhang mit Spannungsspitzenschutz für H7 Leuchtmittel an eine 'Zweipol'-Lösung dachte (Konstantstromquelle zur Einschaltstrombegrenzung und parallel dazu einen Leistungs-MOS-FET der den zwangsläufigen Spannungsverlust an der Konstantstromquelle nach Erreichen von ILnenn überbrücken sowie ohne Zeitglied auskommen sollte), habe ich diese Idee wieder verworfen. Nicht weil sie nicht möglich wäre, aber die mögliche Realisierung hat mich auf den Entwurf unten gebracht; allerdings als 'Dreipol'. Besonderer Vorteil dieser Lösung ist nun, dass trotz Einfachheit ebenfalls kein Zeitglied zur Einschaltung des Leistungs-MOS-FETs nötig ist. Und die Schaltung weist eine gewisse Eigensicherheit auf, da der Strom durch den Leistungs-MOS-FET durch das 'Vorglühen' des Leuchtmittels selbst beim Schalterprellen in engen Grenzen bleiben sollte (<=8A bei Ub=14,4V); lediglich der Widerstand 1R8 muss ggf. etwa 25W(Dauer) aushalten, falls sich der Leistungs-MOS-FET hochohmig verabschieden sollte. Besonderer Vorteil dieser Lösung ist nun, dass trotz Einfachheit ebenfalls kein Zeitglied zur Einschaltung des Leistungs-MOS-FETs nötig ist. Und die Schaltung weist eine gewisse Eigensicherheit auf, da der Strom durch den Leistungs-MOS-FET durch das 'Vorglühen' des Leuchtmittels selbst beim Schalterprellen in engen Grenzen bleiben sollte (<=8A bei Ub=14,4V); lediglich der Widerstand 1R8 muss ggf. etwa 25W(Dauer) aushalten, falls sich der Leistungs-MOS-FET im Fehlerfall hochohmig verabschieden sollte. Im normalen, also fehlerfreien, Betrieb sollten 10W ausreichend sein, da die Leistung nur deutlich weniger als 100ms ab dem Einschalten des Lichts verbraten werden muss; ab einer Spannung UL (an H7) von ca. 3,3V wird der Leistungs-MOS-FET zugeschaltet und der Vorglühwiderstand (bis auf 0W) entlastet. Um thermische Probleme am Einbauort im Fall des Falles dennoch zu vermeiden, könnte eine Schaltung gemäß der 'Erweiterung' dienen, in der mittels NTC und RT2 eine Einschalttemperatur für den Thyristor festlegt wird (z.B. 90°C), der dann die Versorgungsspannung (Ub) gegen Masse kurzschließt, so dass F auslöst. RThy begrenzt dabei zum Schutz des Thyristors sowie des Lichtschalters den Ub-Kurzschlussstrom. Beim praktischen Aufbau wäre lediglich eine thermische Verbindung zwischen dem H7-Vorglühwiderstand 1R8 (25W) und RT (NTC) sicher zu stellen. Gerade bzgl. dieser Schutzschaltung wären m. E. allerdings Verbesserungen erwünscht, die einen Kurzschluss und die Zerstörung der Sicherung vermeiden würden, aber dennoch sicher sind. Was die Dimensionierung und die Auswahl der Transistoren angeht, sind sicherlich eine Vielzahl weiterer Typen möglich. Dass ich einen Leistungs-MOS-FET STB80PF55 mit Imax=80A gewählt habe, hat lediglich den Grund einen parallelen Transistor gespart zu haben und dennoch einen RDS(on) von <0,018R realisieren zu können (=> bei ILnenn fallen weniger als 83mV am Transistor ab), was keine merklichen Helligkeitsnachteile durch die Schaltung mit sich bringt. So, nun dürft ihr den Entwurf zerlegen, erweitern, verbessern, …

Die 'verzögerte volle Leuchtkraft' / 'Schutzfunktion beim Einschalten' habe ich nicht feststellen können (ebenfall MJ 2005) - aber vielleicht hat das schon jemand gebastelt!?

Kleine Anmerkung: einerseits hatte ich nur von 'Verschwörungstheorie' (#42) gesprochen und andererseits nicht behauptet, dass diese stimmt. Und im Folgenden unvollständig Ideen zur Realisierung von Ausfällen beschrieben. Weiterhin hatte ich lediglich darauf hingewiesen, was heute möglich sein könnte und dass ggf. jemand Vorteile davon haben könnte (#49). Und nur am Rande: In diesem Zusammenhang erinnere ich mich - es war wohl die c't - die vor einigen Jahren über statistisch deutlich überhöhte Handyausfälle nach Ablauf der 2-Jahres-Garantie berichtete. Aber das war sicherlich nur Zufall .

Aber eben nur einmal (oder zumindest um ein vielfaches weniger) - und das genügt in einer auf Wachstum, Umsatz und Verbrauch basierten Wirtschaft nie. Aber vielleicht doch wieder zurück zum Thema oder einen extra Thread.

StVZO, §50, Absatz 10 sollte dies regeln. Falls Xenon-Licht einmal ohne die dort genannten Komponenten erlaubt war, sollte dies schon lange her sein. Es sei denn, es wären für Nachrüstungen irgendwo noch gültige Sonderregelungen genannt.

[OT] @cmpbtb: Mit ein wenig Phantasie könnte man sehr wohl einen gezielten Lampentod herbeiführen. Wenn man es darauf anlegt, den Glühfaden zu zerstören, wäre der Aufwand etwas größer, weil man etwa mittels C im Lampensockel einen (noch) höheren Einschaltstrom erzeugen müsste. Geht man davon aus, dass die Meisten sich nichts denken, wenn sie den Defekt einer Glühlampe durch Betrachtung nicht wahrnehmen können (Hauptsache die Neue funktioniert wieder), dann könnte eine Unterbrechung zwischen Anschluss im Sockel und dem Glühfaden bereits völlig ausreichend sein. Ungeachtet dieser Möglichkeiten gibt es bei der Herstellung vieler Produkte schon seit Jahrzehnten so genannte Material-Sollbruchstellen - in vielen Fällen eine durchaus sinnvolle Sicherung. Diese Sollbruchstellen kann man, wenn man die Technik beherrscht, aber auch anderweitig nutzen. [/OT] Aber vielleicht zurück zum Thema …

Interessant! Ist mir bisher nicht aufgefallen, habe allerdings bisher auch nicht darauf geachtet. Ja, das 'Falschverstanden' oder 'Falschinterpretiert' könnte sein. Eine optisch sichtbare Linie heißt nicht, dass man wirklich alle Strukturen (mikroskopisch) sieht. Es wäre also auch denkbar, dass da in Zeiten 0,x Cent-Elektronik - Stichwort RFID-Sicherungsetiketten - ein Chip nach einer bestimmten Betriebszeit zzgl. einer zufallsvariablenabhängigen Zeitverlängerung, eine Komponente gezielt in ihr Jenseits schießt. Übrigens nicht nur bei Leuchtmitteln! Aber das ist sicherlich alles nur Verschwörungstheorie - von der keiner einen Vorteil hat; zumindest solange es keiner merkt und nachweisen kann!

@A2-D2: Ich meine, Deinen Gedankengang kann man durchaus nachvollziehen. Bleibt für den Praktiker, der sich die ideale Messposition nicht aussuchen bzw. wegen fehlender Möglichkeiten nicht nutzen kann, weiterhin die Frage: wo messen? Wenn Du auf eine Position abzielst, durch die möglichst viel Öl fließt, wäre der Ölkühler sicher gut - insbesondere weil, wie Du gesagt hast, wenn der es nicht mehr schafft ... Alternativ würde mir dann aber auch der schon erwähnte Ölfilter geeignet erscheinen. Denn auch hier sollte man von ordentlichem Durchfluss und somit ordentlicher Wärmeweitergabe ausgehen. Angesichts des schon gezeigten Adapters (in Beitrag #21) wäre außerdem eine praktikable Einbaumöglichkeit vorhanden. PS - bin gerade zu faul zu suchen : Wir hatten mal über das Thema 'Ewiges Öl' / 'Nie mehr Ölwechsel' diskutiert. Ich meine mich zu erinnern, dass dort Ölfüsse in Motoren schematisch dargestellt wurden. Vielleicht ergeben sich da weitere Alternativen.

@Santaclaw: Nun, wenn Du, wie ich es verstanden habe, eine Messung der Öltemperatur in der Ölwanne für nicht aussagekräftig genug hälst, dann bliebe bzgl. Deinem Hinweis auf die 'Ölgalerien' (Beitrag #15) doch nur diese zu besserer Messung / besseren Messungen übrig, oder? Und falls es mehrer dieser Messstellen gibt, müsste man korrekterweise entweder eine Auswahl treffen oder alle messen und den Öltemperaturhöchstwert berücksichtigen.

Nichts ist unmöglich, aber sein dürfte es nicht, wenn eine AHK offiziell nachrüstbar ist. Anderenfalls müssten bei der Nachrüstung der AHK alle nötigen Komponenten nach Werksvorschrift mit getauscht / nachgerüstet werden. Mit anderen Worten: ein mit einer AHK nachgerüstetes Fahrzeug sollte sich in nichts vom Fahrzeug mit Werks-AHK unterscheiden (wenn wir mal davon absehen, dass vielleicht ein Kontrolleuchtenkabel nachträglich eingezogen wurde o.ä.). Anderenfalls könnten sogar Garantie- und Gewährleistungsfragen davon abhängig sein, ob Werks-AHK oder Nachrüst-AHK.